Умножение частоты. Что значит "умножитель частоты"

Учебные вопросы:

1Назначение умножителей частот

1Назначение умножителей частоты

Промежуточный усилитель, частота колебаний на выходе которого больше частоты колебаний на входе в целое число раз (чаще всего в 2 или 3 раза) fBыx = nfBX, где n- кратность умножения, называется умножителем частоты.

Использование умножителей частоты в передатчиках позволяет:

1) понизить частоту задающего генератора при сохранении более высокой частоты на выходе передатчика, а, следовательно, применить кварцевую стабилизацию частоты в коротковолновых и ультракоротковолновых передатчиках, так как кварцевые пластины непосредственно для KB и УКВ оказываются механически непрочными и применить их нельзя; кварцевые резонаторы изготовляются на частоты не более 100 МГц, а применение умножителей позволяет получить стабилизированные кварцем колебания до тысяч мегагерц; кроме того, при бескварцевой стабилизации частоты параметры контура автогенератора на более низкой частоте получаются лучшими;

2) расширить в п раз диапазон волн передатчика, не расширяя диапазон волн задающего генератора;

4) повысить стабильность частоты возбудителя, так как при разных частотах настройки входного и выходного контуров умножителя изменение настройки входного контура почти не влияет на настройку его выходного контура, а следовательно, и на настройку контура предыдущего каскада;

5) увеличить девиацию частоты или фазы при частотной или фазовой модуляции;

6) сформировать множество стабилизированных кварцем частот в синтезаторах частоты возбудителей широкополосных передатчиков.

Умножитель частоты должен состоять из нелинейного преобразователя входного гармонического колебания и фильтра, выделяющего требуемую гармонику. Исходя из этого функциональная схема умножителя частоты в общем виде может быть представлена, как показано на рис.

Здесь Z1 и Z2 - цепи фильтрации и согласования, а УЭ - усилительный элемент, обладающий нелинейными свойствами.

На вход умножителя подается гармоническое (синусоидальное) напряжение. Входная цепь Z1 обеспечивает согласование источника этого напряжения с усилительным (нелинейным) элементом (НЭ). В нелинейном усилительном элементе происходит преобразование гармонического напряжения в негармоническое- импульсное, спектр которого богат гармониками. Задача выходной цепи - выделение из спектра импульсов требуемой гармонической составляющей nfBх, подавление всех остальных гармоник и трансформация комплексного сопротивления Zн в требуемое активное сопротивление, обеспечивающее заданный режим нелинейного элемента НЭ. В качестве нелинейного элемента используют электронные лампы, транзисторы и диоды. Ламповые и транзисторные умножители усиливают колебания, диодные - не усиливают.

2 Схемы умножителей частоты на транзисторах и лампах

Принципиальная схема генератора-умножителя частоты по своему построению не отличается от схемы генератора-усилителя. Различие только в том, что выходной контур умножителя настраивается не на основную (первую) гармонику выходного тока, а на вторую, третью и т. д. В этом случае в выходном контуре наибольшую мощность будут иметь колебания с частотой, на которую он настроен.

Практическая принципиальная схема транзисторного умножителя частоты приведена на рис. 1.65.

На вход схемы подается колебание с частотой ω. Базовым делителем напряжения транзистор устанавливается в режим класса В или С. В один из полупериодов входного напряжения транзистор открывается и в цепи коллектора ток протекает в виде периодической последовательности импульсов. Избирательной коллекторной нагрузкой является двухконтурный полосовой фильтр с внешнеемкостной связью Ссв, настроенный на вторую или третью гармонику входного напряжения. На выходе схемы создается напряжение с удвоенной или утроенной частотой.

Из анализа колебаний второго рода известно, что с увеличением номера гармоники амплитуда гармонических составляющих уменьшается. Чем больше номер гармоники, на которую настроен выходной контур умножителя, тем меньше амплитуда выходного тока при одной и той же амплитуде импульса Iвых n = αnIвых.max Следовательно, и колебательная мощность на выходе умножителя будет тем меньше, чем больше (коэффициент умножения. Уменьшение значения коэффициента αn происходит приблизительно обратно пропорционально номеру гармоники αn макс - α1 макс /n. Колебательная мощность в режиме умножения частоты примерно в n раз меньше, чем в режиме усиления по первой гармонике Pn~Р1/n Поэтому умножение больше, чем в два раза в одном каскаде нецелесообразно. Если необходимо умножение частоты произвести в большее число раз, применяют несколько каскадов удвоителей или утроителей.

Схема лампового умножителя частоты приведена на рис. 1.67. Физические процессы в этой схеме протекают так же, как в схеме усилителя, с той лишь разницей, что контур в анодной цепи настроен на вторую гармонику напряжения на сетке лампы.

Для получения граничного (режима сопротивление контура должно быть тем больше, чем выше номер выделяемой гармоники (Rэn = nR1). Выполнение такого контура представляет немалые технические трудности, особенно в контурах коротких и ультракоротких волн. Кроме того, при увеличении Rэ снижается КПД выходного контура.

3 Умножители частоты на варикапах и варакторах

Варикапом называют полупроводниковый диод, емкость которого изменяется с изменением величины приложенного к нему напряжения (variren - менять, capazitat - емкость). Емкость р-n-перехода складывается из барьерной емкости Сб и диффузионной Сд. При закрытом переходе основной является барьерная емкость, при открытом - диффузионная. Обе емкости нелинейно зависят от приложенного напряжения. На рис. 1.69 показаны зависимости барьерной Сб, диффузионной Сд и результирующей Св=Сб + Сд емкостей от значения напряжения, приложенного к его электродам. Здесь Свар - емкость варикапа. Варикапами называют маломощные диоды с нелинейной емкостью, а варакторами - мощные.

Варикап обычно используют в максимальном режиме, и рабочим участком его характеристики C=f (U) является часть ее, соответствующая закрытому состоянию варикапа. Внутреннее сопротивление варикапа в основном реактивное, потери мощности в нем незначительные и коэффициент передачи по мощности довольно высокий: 0,75 в удвоителе и 0,4 в утроителе. Коэффициентом передачи здесь называют отношение мощностей выделяемой и первой гармоник. На варикапах обычно выполняют удвоители и утроители частоты небольшой мощности. На варакторах выполняются умножители более высокого порядка (n-10... 15) и на большую мощность.

Применение варакторных умножителей частоты в радиопередающих устройствах ультракоротких волн обеспечивает возможность применения транзисторов в этом диапазоне. Современные транзисторные генераторы работают на частотах до 10 ГГц. Получение более высоких частот достигается следующим образом. После задающего генератора ставят несколько транзисторных усилителей, которые увеличивают мощность колебаний до значения, несколько превышающего заданную мощность в антенне. А затем включаются варакторные умножители, которые повышают частоту до рабочего значения. Но КПД передатчика при этом понижается. Однако энергетические потери оправдываются получением высоких частот, которых использованием только транзисторов получить нельзя.

Варикап (или варактор) в умножителе частоты можно включать по параллельной (рис. 1.70,а) или по последовательной (рис. 1.70,6) схеме.

Входной контур умножителя настраивают на первую гармонику тока, а выходной L2C2 - на вторую или n-ю. Практическая схема умножителя имеет дополнительные цепи: питания, фильтрации, настройки, согласования.

При увеличении коэффициента умножения n уменьшается мощность и КПД. Увеличить КПД и выходную мощность умножителя при n >З оказывается возможным путем применения активных электронных приборов, работающих в классе Д.

Умножители на фазовращателях могут обеспечить спектрально чистый, не требующий фильтрации выходной сигнал. Используя для расщепления фазы широкополосные фазово-разностные цепи, можно реализовать частотно-независимые умножители, работающие в диапазоне, который перекрывает множество октав.Принцип работы умножителей такого типа показан на рис.1,а. Частота синусоидального сигнала умножается на N путем разделения входного напряжения на N различных фаз, равноудаленных приятель от друга в диапазоне 360°. N сигналов с различными фазами управляют N транзисторами, работающими в режиме класса С, выходные сигналы которых объединяются для формирования импульса через каждые 360°/N градусов. Схемы конвертера радиолюбителя Благодаря использованию N транзисторов мощность входного сигнала может быть в N раз выше мощности, необходимой для насыщения транзистора.рис.1,аОписываемый умножитель звуковой частоты на 4 (рис.1,б) содержит частотно-зависимые 90°-ные фазовращатели R1C1 и R2C2. Транзисторы Q1 и Q4 формируют импульсы, сдвинутые на выходе по фазе на 0 и 90°. Фазовая инверсия импульсов осуществляется транзисторами Q5 и Q6, которые управляют транзисторами Q2 и Q3, в результате чего на выходе последних образуются импульсы с фазовым сдвигом 180 и 270°. Сдвинутые по фазе на 90° выходные импульсы объединяются для формирования учетверенной частоты. Умножитель звукового диапазона учетверяет частоты от 625 до 2500 Гц....

Для схемы "УМНОЖИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ"

Для схемы "Две схемы простых генераторов качающейся частоты"

Для схемы "ГЕНЕРАТОР ПЛАВНОЙ ПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ ДЛЯ Р134"

Узлы радиолюбительской техникиГЕНЕРАТОР ПЛАВНОЙ ПОДСТРОЙКИ ДЛЯ Р134Дискретная установка частоты с шагом 1 кГц в радиорадиостанции Р134 затрудняет ее использование в радиолюбительских целях. Получить вероятность плавной перестройки частоты до ±4 кГц относительно частоты настройки по цифровой шкале радиостанции довольно просто. Для этого довольно сменить сигнал частотой 10 МГц, подаваемый от синтезатора частоты радиостанции (блок 2-1) через умножитель блока 3-3 на смеситель блока 3-1, сигналом перестраиваемого до ±500 Гц кварцевого генератора частотой 10 МГц по схеме, приведенной на рис.1.Puc.1Так как в смесителе блока 3-1 используется восьмая гармоника генератора, рабочая частота радиостанции будет изменяться в пределах ±4 кГц, чего полностью довольно. Резистор R7 в схеме выбирается в пределах 0,5...2 кОм, в зависимости от активности примененного кварца, до получения номинального уровня сигнала на выходе радиостанции при нажатом ключе в режиме АТ-Т. Схема терморегулятора на симисторе Катушка L выполнена на кольцевом магнитопроводе марки 50ВЧ2 типоразмера К7х4х2 проводом ПЭЛШО 0,1 мм и содержит 15 витков. Используя хорошо откалиб-рованный приемник, желательно подобрать число витков катушки с точностью до одного до получения частоты генератора 10 МГц±50 Гц в среднем положении регулятора R4, при этом рабочая частота радиостанции будет соответствовать частоте по цифровой шкале. Кварцевый резонатор желательно применить в вакуумном исполнении. Питание генератора напряжением +12,6 В можно осуществить от конденсаторов С2...С6 фильтра развязки в цепи питания блока 2, доступ к которым возможен при снятии верхнего блока N9 радиостанции.Печатная плата устройства показана на рис.2, расположение деталей на ней - на рис.3. Плату удобно разместить в экранирова...

Для схемы "ГЕНЕРАТОР СИГНАЛА ДМВ"

Измерительная техникаГЕНЕРАТОР СИГНАЛА ДМВ При налаживании радиолюбительских конструкций, работающих на частотах выше 1 ГГц (например, в любительском диапазоне 23 см), необходим генератор высокостабильного сигнала. Его нетрудно изготовить, если в распоряжении радиолюбителя имеется кварцевый резонатор на частоту 27...50 МГц. Принципиальная схема генератора изображена на рис.1. Задающий генератор собран на транзисторе VT1, умножитель частоты - на диоде VD1. Необходимую гармонику исходного сигнала (например, 29-ю для любительского диапазона 23 см при использовании резонатора на частоту 45 МГц) выделяет контур L3C6. Напряжение смещения на диоде VD1 создается автоматически. Его оптимальное роль (по максимальному сигналу требуемой гармоники) устанавливают подстроечным резистором R4. По этому же критерию подбирают (подстроечным резистором R3) уровень высокочастотного напряжения, поступающего на умножитель с задающего генератора. При необходимости выходной сигнал генератора можно промодулировать. Каталок схема печатни плата золотаискателязе Требуемый уровень модулирующего напряжения устанавливают переменным резистором R5. Puc.1В генераторе применен обычный высокочастотный диод (не предназначенный для работы в диапазоне ДМВ). Если его заместить на диод Шоттки, уровень выходного сигнала видно возрастет. Колебательный контур L1C2 настраивают на частоту кварцевого резонатора. Конструкция катушек L1 и L2 некритична (отношение их чисел витков - приблизительно 10). Дроссель 15 представляет собой бескаркасную катушку (10 витков) диаметром 13 мм. Элементы VD1, С4, С5, L3- L5 монтируют на плате из одностороннего фольгированного материала, располагая все детали со стороны фольги. Контур L3C6 представляет собой подстраиваемую конденсатором полуволновую линию. Ее размеры для любительского диапазона 23 см показаны на рис.2. Изготавливают линию из медной полосы, изгибают и припаивают оба ее конца к фольге. Петлю связи L4 сгибают из пр...

Для схемы "ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ"

Цифровая техникаЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ Описываемый узел (см. рисунок), реализующий функцию f1-f2, разрешает использовать в качестве цифровой шкалы частотомер, не позволяющий при измерении вычитать частоту одного сигнала из частоты другого. На транзисторах VT1, VT2 и инверторах микросхемы DD1 собраны формирователи сигналов гетеродина и ПЧ. Их частоту понижают в два раза триггерами DD2.1 и DD3.1.Сигналы половинной поступают соответственно на информационные входы D триггеров DD2.2, DD3.2, а гетеродина (с формирователя через инвертор) - на входы синхронизации С. На элементах 2И-НЕ микросхемы DD4 выполнен компонент ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, с выхода которого снимается фазо-модулированная последовательность импульсов. Из нее и сигнала гетеродина триггер DD5.1 формирует импульсы с частотой следования fгет/2-fпч/2, поступающие на делитель на 50, выполненный на двоичных счетчиках DD6, DD7. Импульсы со скважностью 2 и частотой (fгет-fпч)/100 с выхода 1 счетчика DD7 подают на частотомер. Если не требуется, чтобы скважность была равна 2, счетчик DD7 можно исключить. При этом частота следования выходных импульсов равна (fгет-fпч)/10.С. ЗЕРНИН г. Уссурийск Приморского края(Радио 4/90)...

Для схемы "Узкополосный источник качающейся частоты"

Измерительная техникаУзкополосный источник качающейся J. Isbell. Отдел радиоастрономии Техасского университета (Остин, шт. Техас)Схема, содержащая низкочастотный генератор и балансный модулятор, может вырабатывать качающуюся частоту 10,7 МГц±20 кГц, что удобно при наладке каскадов промежуточной частоты в стандартном ЧМ-приемнике. Узкополосный источник качающейся частоты предпочтителен в тех случаях, когда частотную характеристику проверяемого каскада наблюдают на экране осциллографа: изображение получается устойчивым, что невозможно при использовании широкополосного генератора качающейся частоты. Диапазон частотной развертки у описываемой схемы в 2,5 раза уже, чем у имеющегося в продаже генератора качающейся частоты. Благодаря этому побочная частотная модуляция снижается до уровня, при котором она не оказывает заметного влияния.Как видно из рис. 1, сигнал 10,05 МГц, получаемой от кварцевого генератора, смешивается с сигналом средней 650 кГц, получаемой от низкочастотного генератора качающейся частоты. Т160 схема регулятора тока На выходе смесителя получается сигнал со средней частотой 10,7 МГц, которую можно изменять в пределах ±20 кГц путем перестройки 650-кГц генератора. Этот метод качания предпочтительней, чем перестройка высокочастотного генератора, так как. дает лучшую стабильность частоты.Pис. 1Для перестройки генератора качающейся используется вара...

Для схемы "ВЫСОКОСТАБИЛЬНЫЙ ДВУХТОЧЕЧНЫЙ ГЕНЕРАТОР"

Узлы радиолюбительской техникиВЫСОКОСТАБИЛЬНЫЙ ДВУХТОЧЕЧНЫЙ ГЕНЕРАТОРГ.ПЕТИН, 344015, Ростов-на-Дону, ул.Еременко, 60/6 - 247, тел.25-42-87.Для генерирования высокочастотных гармонических колебаний чаще всего используются трехточечные генераторы. В ряде случаев (по конструктивным соображениям) может оказаться полезным двухточечный генератор. Такой генератор требует применения двух транзисторов. Однако в правильно сконструированном двухточечном генераторе (см. рисунок) общее количество элементов может быть более того меньше, чем в трехточечном. Благодаря тому что сигнал с колебательного контура LI, C2 генератора подается на затвор VT2, имеющего большое входное сопротивление, а сигнал обратной связи снимается с коллектора VT1, имеющего большое выходное сопротивление, колебательный контур очень слабо шунтируется электронной схемой и сохраняет свою высокую добротность. Кроме того, для увеличения входного сопротивления полевого транзистора VT2 в цепи его истока включен резистор R2, для увеличения выходного сопротивления биполярного транзистора VT1 в цепи его эмиттера стоит резистор R1Для данной схемы экспериментально определено, что уход частоты за 1 с не превышает 1...2 Гц на частоте 10 МГц, т.е. частоты вращения коленчатого вала карбюраторных двигателей с системой электрооборудования, у которой минус аккумуляторной батареи соединен с корпусом. Основой является формирователь одиночных импульсов, собранный на микросхеме CD4007 (отечественный аналог - К176ЛП1). Формирователь запускается положительными импульсами, возникающими в момент размыкания контактов прерывателя. Прибор РА1, подключенный к выходу формирователя через ограничивающий резистор R5, измеряет напряжение на измерительном конденсаторе С1, которое пропорционально частоте входных импульсов с точностью не хуже 1...2% - Частота следования импульсов в 30 раз меньше вращения коленчатого вала четырехтактного двигателя.Т.Тихомиров, г.Чита...

Для схемы "ИМС К174УР7"

Справочные материалыИМС К174УР7ИМС К174УР7 представляет собой специализированную ИМС для радиоприемников, содержащую усилитель-ограничитель промежуточной частоты ЧМ-тракта А1, балансный ЧМ-детектор U1 и предварительный усилитель низкой частоты А2. Типовая схема включения показана на рис.3. Рис.1. Функциональная схема ИМС К174УР7Рис.2. Назначение выводов ИМС К174УР7Рис.3. Типовая схема включения ИМС К174УР7Входной сигнал поступает на вход усилителя-ограничителя А1, с выхода которого ограниченный сигнал поступает на вход частотного детектора U1. Выход частотного детектора соединен с неинвертирующим входом операционного усилителя А2, который осуществляет предварительное усиление звуковой частоты. Зависимости основных электрических параметров ИМС от режимов эксплуатации приведены на рис. 4-10.Электрические параметры ИМС К174УР7 при 25±10°С и Uи.п.ном=6 ВТок потребления I мА, не более 0.6Входное напряжение ограничения Uвх.огр, мкВ, при fвх=0,25 МГц, fмод=1 кГц, не более 70 Выходное напряжение низкой UвыхНЧ, мВ, при Uвх=10 мВ, fвх=0.25 мГц, fмод=1 кГц, не менее 90 Коэффициент подавления амплитудной модуляции КпАМ, дБ, при Uвх=10 мВ, fвх=0,25 МГц fмод=1 кГц, не менее 30 Предельные эксплуатационные параметры ИМС К174УР7 Напряжение питания Uи.п, В: минимальное. 5.4 максимальное 6.6 Напряжение входного сигнала Uвх, мВ, не более 100 Выходной ток / , мА, не более 0.1Рис.4. Как сделать схему ждущий сторож с малым потреблением Рис.4. Зависимость входного напряжения ограничения от напряжения питания микросхемы при частоте входного сигнала 250 к Гц. частоте модуляции ЧМ режима 1 кГц, девиации...

Умножители частоты. Простейшие пассивные умножители частоты выполняются на основе искажения гармонического входного сигнала e m (t) в токе безынерционного нелинейного элемента с характеристикой и ь1Х (е ьх). В выходной цепи такого нелинейного элемента включается цепь для выделения (фильтрации) высших частотных компонент тока / вых (/).

Оценим эффективность работы таких умножителей частоты в зависимости от кратности п. Аппроксимируем характеристику нелинейного элемента гладкой экспоненциальной функцией

где / 0 -ток при e w = 0; а - множитель с размерностью В" 1 .

Запишем гармонический входной сигнал в виде

Рис. 3.11.

где Е - начальное смещение; U BX - амплитуда входного сигнала умножителя; со - частота входного сигнала.

Тогда амплитуду л-й гармоники тока /1„ такого нелинейного элемента можно выразить через модифицированную функцию Бесселя J n (x) порядка л в виде

где

При малых входных амплитудах х = аU BX « п функция Бесселя в формуле (3.4) заменяется асимптотическим выражением

На рис. 3.11 пунктирной линией показано отношение амплитуды тока л-й гармоники к амплитуде тока первой гармоники для гладкой экспоненциальной нелинейности при малом сигнале по формуле (3.5).

При больших амплитудах входного сигнала в таком узле возникает эффект ограничения выходного тока, а в пределе нелинейность можно считать двухуровневой:

где / 0 - коэффициент с размерностью тока, имеющий физический смысл уровня ограничения; Е" - напряжение отсечки тока.

Угол отсечки тока с учетом формулы (3.4) определяется соотношением cos0 = (Е - Е") / U вх, а высшие гармоники тока 10 п вместо формулы (3.5) выражаются соотношением

Если подбирать для каждой кратности л угол отсечки 0 так, чтобы множитель sin л0 в числителе формулы (3.7) был равен единице, то из формулы (3.7) следует, что амплитуды высших гармоник тока убывают обратно пропорционально номеру гармоники, а их мощность, соответственно, обратно пропорционально квадрату номера гармоники. На рис. 3.11 штрихпунктирной линией показано отношение амплитуды тока л-й гармоники к амплитуде тока первой гармоники для двухуровневой нелинейности по формуле (3.6).

Если использовать кусочно-линейную аппроксимацию характеристики нелинейного элемента

где S - коэффициент с размерностью A/В, имеющий физический смысл крутизны характеристики нелинейного элемента, то вместо формулы (3.5) или (3.7) амплитуда тока л-й гармоники П п выражается через коэффициенты кусочно-линейного разложения косинусоидального импульса с отсечкой:

(3.8)

Для л = 1 справедливо выражение а для

л? 2 нужно использовать выражение

. Для каждой кратности умножения имеется оптимальный угол отсечки 0 ОПТ = тс/л, при котором амплитуда тока этой гармоники максимальна. Отношение /„//, амплитуд тока л-й и 1-й гармоник для оптимальных значений угла отсечки 0 ОПТ выражается соотношением

На рис. 3.11 сплошной линией показана (по формуле (3.9)) зависимость /„//, от кратности л при полигональной аппроксимации и оптимальном угле отсечки.

Из рис. 3.11 следует, что токи высших гармоник тока при безынерционном нелинейном преобразовании и оптимальном выборе угла отсечки убывают в среднем обратно пропорционально кратности л, а их мощности - обратно пропорционально квадрату кратности. Выделение из импульсов тока составляющей нужной гармоники с хорошей чистотой спектра также затрудняется при высокой кратности, так как требует высоких трудно реализуемых значений добротности частотно-избирательных полосно-пропус- кающих фильтров. Поэтому простейшие умножители частоты используются лишь при малой кратности умножения л = 2 и л = 3 с использованием оптимальных углов отсечки.

Из формулы (3.8), кроме того, следует, что выбором угла отсечки 0 О = п/(п - 1) можно добиться нулевой амплитуды тока одной из соседних мешающих гармоник. Например, амплитуда тока третьей гармоники нулевая при 0 = 90°, четвертой - при 0 = 66°, пятой - при 0 = 52 е, шестой - при 0 = 43 е, седьмой - при 0 = = 38 е, восьмой - при 0 = 33 е. Эту особенность можно учитывать для улучшения фильтрации мешающих спектральных компонент в умножителях частоты.

Умножитель частоты высокой кратности без выделения на выходе одной гармонической составляющей можно выполнить на основе формирования из гармонического входного сигнала с частотой / вх коротких прямоугольных видеоимпульсов в моменты перехода входного напряжения через нуль с положительной производной в соответствии с формулой (3.6). Такую схему называют генератором гармоник и используют для формирования сетки одновременно множества спектральных составляющих с фиксированным шагом по частоте. На рис. 3.12 представлен амплитудный спектр мощности высших гармоник для периодической последовательности видеоимпульсов, когда 0 = я/8, т.е. длительность сформированного импульса в 16 раз меньше, чем период колебания входной частоты.

Спектральные компоненты колебания, представленного на рис. 3.12, имеют частоты nf m , огибающая их мощности Р„ подчиняется закону

где Р 0 - мощность постоянной составляющей сигнала.

Рис. 3.12.

Недостатками такого умножителя частоты являются, во-первых, снижение с ростом кратности эффективности преобразования мощности входного сигнала в мощность нужной гармоники, пропорциональное квадрату кратности; во-вторых, уменьшение мощности гармоник вблизи значений кратности л, примерно равных скважности импульсов q = я/0. Кроме того, с ростом кратности усложняется задача подавления с нужной глубиной составляющих, имеющих частоту выше и ниже выделяемой.

Умножение частоты на основе нелинейных реактивных элементов (варакторов) позволяет передать значительную часть мощности входной частоты в нагрузку на выделяемой гармонике. Соотношения Мэнли-Роу доказывают, что принципиально возможно при помощи нелинейного реактивного элемента преобразовать до 100 % мощности входного сигнала на частоте со в мощность сигнала на произвольной гармонике, имеющей частоту лее, если электрическая цепь с нелинейным реактивным элементом по входу имеет ничтожно малое сопротивление для всех частот, кроме входной, а по выходу - ничтожно малое сопротивление для всех частот, кроме выходной. Однако для таких умножителей отсутствует развязка между входной и выходной цепями с общим для них реактивным нелинейным элементом. С ростом кратности умножения растут трудности построения линейных фильтрующих цепей с указанными свойствами.

Во многих случаях частота со входного сигнала умножителя изменяется в процессе работы, так что применение резонансных фильтрующих цепей затруднительно. Широкополосные умножители частоты строят без использования резонансных цепей, выделяющих нужную гармонику. Балансная схема (рис. 3.13) умножителя частоты на основе двух одинаковых нелинейных элементов (НЭ) с противофазным возбуждением через разветвитель (Р) позволяет скомпенсировать либо четные, либо нечетные гармоники на выходе. Для компенсации нечетных гармоник выходы каналов складываются синфазно в сумматоре (С), а для компенсации четных - вместо него включается сумматор противофазных сигналов, подобный разветвителю Р.

Балансные схемы при высокотехнологичном интегральном исполнении уменьшают уровень ближайших по кратности мешающих

Рис. 3.13.

Рис. 3.14.

спектральных компонентов на 30... 35 дБ. Выходной полосно-про- пускающий фильтр (ППФ) для сохранения широкополосности умножителя выполняется в виде последовательного включения фильтра нижних частот, ослабляющего компоненты с частотами более низкими, чем выделяемые, и фильтра верхних частот (гар- моникового фильтра), который не пропускает на выход гармоники более высокой кратности. Например, в балансном удвоителе частоты (п = 2) углы отсечки в нелинейных элементах (см. рис. 3.13) следует выбрать около 90°, так что амплитуда тока ближайшей к выделяемой высшей гармоники с номером п = 3 будет ослаблена на 20...30 дБ за счет выбора угла отсечки, а за счет балансности дополнительно на 30...35 дБ будут ослаблены составляющие первой и третьей гармоник. Удвоители частоты по балансной схеме (см. рис. 3.13) могут удовлетворительно работать при изменении частоты входного сигнала в несколько раз - на 1 - 2 октавы.

Удвоители и утроители частоты, как правило, выполняются пассивными, а умножители частоты - более высокой кратности, иногда - активными. Активный умножитель частоты в виде системы фазовой автоподстройки частоты колебаний ГУН с делителем частоты в кольце авторегулирования строится по схеме, представленной на рис. 3.14. В такой схеме частота ГУН выбирается примерно кратной частоте входного сигнала. Делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления :п понижает частоту до значения, близкого к / вх, импульсно-фазовый дискриминатор (ИФД) сравнивает фазы входного сигнала и колебания поделенной частоты ГУН, а отфильтрованный управляющий сигнал е у через цепь обратной связи поступает на вход управления частотой ГУН, образуя тем самым систему фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ). Подробнее схемы такого вида рассмотрены в гл. 5.

Недостатком умножителя частоты, представленного на рис. 3.14, является возможность выхода системы ФАПЧ из полосы синхронизма при значительных вариациях собственной настройки ГУН. Выпускаются активные умножители частоты с кратностью от 3 до 64 при выходной частоте до 100 ГГц.

В умножителях частоты на электровакуумных приборах СВЧ, например на пролетных клистронах, в которых входной резонатор настроен на частоту гармоники входного сигнала, а выходной - на кратную частоту, наибольшая выходная мощность убывает с ростом кратности обратно пропорционально л, т.е. значительно слабее по сравнению с умножителями частоты на безынерционных активных элементах. Это связано с отличиями в характере группирования электронов в таких приборах. Поэтому такие умножители частоты имеют более высокий порог применимости по кратности.

В умножителях частоты на катушках с ферромагнитным материалом, работающим в режиме насыщения, гармоническое входное напряжение создает импульсный ток в выходной цепи из-за процесса перемагничивания сердечника. Такие узлы имеют ограничение по верхней рабочей частоте, где могут применяться цепи с сосредоточенными индуктивностями на феррите. Преобразование мощности входного гармонического колебания сверхвысокой частоты до 3 ГГц в форму коротких импульсов с высоким содержанием высших гармоник может производиться с помощью диодов с накоплением заряда и резким восстановлением.

В табл. 3.2 представлены параметры некоторых моделей интегральных широкополосных умножителей и делителей частоты. Модель D-0840 представляет собой пассивный диодный удвоитель частоты сигналов с необычайно широким диапазоном входных частот - коэффициент перекрытия по частоте kf= 5. Его средний по диапазону коэффициент ослабления по мощности составляет -15 дБ. Активный утроитель частоты АТА-0304 имеет при коэффициенте перекрытия по частоте k f - 1,33 мощность выходного сигнала 15 дБмВт. Это обеспечено встроенным широкополосным усилителем мощности с полосой частот 9... 12 ГГц. В умножителе частоты в 5 раз модели МАХ5М65075 усилитель мощности выходного сигнала обеспечил высокий уровень выходной мощности, а встроенные последовательно включенные на выходе фильтры нижних частот (с полосой 12 ГГц) и фильтр верхних частот (с полосой 1,5 ГГц) обеспечили улучшенный (до -40 дБ) уровень ослабТаблица 3.2. Параметры интегральных широкополосных умножителей и делителей частоты

Примечание. х2 - удвоитель частоты; хЗ - утроитель частоты; х5 - активный умножитель частоты в 5 раз; х 16 - активный умножитель частоты в 16 раз; +2 - активный делитель частоты на 2...

ления нежелательных гармонических составляющих выходного сигнала. В умножителях и делителях частоты кроме параметра, характеризующего гармонический состав выходного сигнала - ПСС ВЫХ, указывают значения ПСС ВХ, который показывает долю нежелательных спектральных компонент, появляющихся во входной цепи из-за обратного прохождения. Как правило, значение ПСС ВХ на

10...20 дБ ниже, чем ПСС ВЫХ. Очень трудная задача решена разработчиками и изготовителями умножителя частоты в 16 раз модели HMC445LP4: в выходной цепи сетка одновременно присутствующих гармоник имеет шаг 0,6...0,7 ГГц по сравнению со средней частотой 10... 11 ГГц. В этой модели использована балансная схема для компенсации нечетных 15-й и 17-й гармоник, выходной полосовой диэлектрический фильтр, но тем не менее уровень ПСС ВЫХ превышает -20 дБ. Можно отметить весьма низкий уровень собственных фазовых шумов S 9 (F) для этой модели.

Делители частоты. Деление частоты гармонического входного сигнала на два происходит в параметрических цепях с нелинейной реактивностью, например с варикапом или с ферритом. Такое параметрическое деление частоты на два используется в диапазоне входных частот менее 3...40 ГГц, а при необходимости получения более высокого коэффициента деления такие узлы включаются каскадно. Достоинством параметрических варакторных делителей частоты является широкополосность менее октавы, так как в них не используются резонансные цепи.

В диапазоне входных частот менее 1 ГГц возможно применение цифровых счетчиковых делителей частоты - в таких узлах коэффициент деления частоты устанавливается произвольным, а ограничение на нижнюю рабочую частоту и соответственно на наибольший коэффициент деления частоты отсутствует. Выходной сигнал цифровых делителей частоты двухуровневый - имеет ме- андровую форму импульсов со скважностью 2. При необходимости выделения из них гармонической составляющей поделенной частоты производится частотная обработка с помощью фильтра нижних частот с частотой среза, равной наибольшему значению выходной частоты.

Умножители и делители частоты вносят не только регулярные, но и случайные погрешности в фазу выходного сигнала, которые зависят от их схемы, конструкции узла, кратности, качества фильтрации и других дестабилизирующих факторов. Поэтому нестабильность фазы и частоты выходного сигнала умножителя или делителя частоты несколько выше, чем входного. Зависимость интенсивности собственного фазового шума вблизи несущей частоты от частоты отстройки определяется схемой и режимом работы нелинейного элемента узла преобразования частоты, который может быть разработан специально как малошумящий. Например, в делителях частоты на два диапазона 1... 2 ГГц уровень СПМ собственного «белого» фазового шума на выходе S^(F) составляет -155...-140 дБ/Гц при отстройке от несущей частоты F= 100 кГц.

В делителях частоты, как и в умножителях частоты, существует кратная периоду более высокой частоты неопределенность начального сдвига между моментами времени перехода через нуль входного и выходного колебаний. На этапе включения источника питания или в результате действия импульсной помехи фаза колебания более высокой частоты может измениться на целое число периодов своего колебания по сравнению с фазой низкочастотного колебания. Разработчик синтезатора сигналов должен оценить последствия такого явления исходя из назначения и свойств радиотехнической системы, в которой он будет использоваться.

Если входной сигнал умножителя частоты в л раз имеет периодическую угловую (фазовую или частотную) модуляцию с девиацией частоты Д/и модулирующей частотой F M , то на его выходе модулирующая частота не изменится, а девиация частоты составит лД/ При этом уровень мощности боковых полос модуляционного спектра по сравнению с мощностью несущего колебания возрастает на 20 lg я, т.е. для удвоителя - на 6 дБн.

Делитель частоты на два модели DV-1826 имеет входные сигналы миллиметрового диапазона, так что для размещения элементов поверхностного монтажа использованы высокотехнологичные решения. Делители частоты моделей HMC437MS8G и 25673DV-QFN выполнены как счетчиковые, поэтому коэффициент деления может быть нечетным, а нижний предел рабочей частоты отсутствует - микросхемы производят широкополосное деление частоты в указанное число раз в любом низкочастотном диапазоне вплоть до постоянного тока. Микросхема делителя частоты на восемь модели 25673DV-QFN выполнена для работы в расширенном температурном диапазоне: от -55 до +125 °С. Можно заметить, что собственные фазовые шумы цифровых делителей частоты существенно ниже, чем, например, для ГУН того же диапазона.

УЧ получили огромное распространение в самых разнообразных видах радиоэлектронной техники. Например в индукционных печах с токами высокой частоты, в радионавигационных и радиолокационных устройствах, в радиосвязе, схемотехнических реализациях подавления помех, кроме того с помощью УЧ можно регулировать скорость электродвигателей.

Появление первых схемотехнических разработок умножителей частоты в истории развития электроники зафиксировано в тридцатых годах прошлого века 7 цикла.

Основной технической характеристикой УЧ является коэффициент умножения частоты N , вычисляемый по формуле как отношение частоты выходного сигнала к входной частоте:

N=f вых /f вх

Характерной особенностью УЧ является постоянство N при изменении (в определенной конечной области) частоты сигнала на входе, а также свойств самого умножителя (резонансных частот колебательных контуров или резонаторов, входящих в состав УЧ), т.е. в нем относительная нестабильность частоты колебаний при умножении остается величиной постоянной. Это свойство позволяет применять УЧ для кратного увеличения частоты стабильных колебаний в различных измерительных, радиопередающих, радиолокационных, и т.п устройствах; при этом коэффициент умножения частоты N может достигать значений 10 и более единиц.

Основная техническая проблема при разработке УЧ – это снижение фазовой нестабильности входных колебаний (из-за случайного характера изменения их фазы), которая приводит к увеличению относительной нестабильности частоты на выходе умножителя частоты по сравнению с аналогичной величиной на его входе.

Нашли широкое применение на высоких и сверхвысоких частотах. Они характеризуются низким уровнем фазовых и тепловых ишумов, а также достаточно простая конструкция. Сегодня в радиолюбительской практике используются три принципиально отличающихся способа умножения частоты в диодных УЧ:

Варакторное умножение (другими словами умножение на нелинейной емкости);
Удвоение на схеме двухполупериодного выпрямления
Диодное преобразование формы импульсов с последующим выделением необходимой гармоники.

Работа диодных УЧ описывается рядом технических параметров: коэффициент умножения (смотри формулу выше), выходная (P выхN) и входная (P вх) мощности, полоса рабочих частот, КПД (η=P выхN /P вх, или эффективность умножителя или коэффициент передачи по мощности), и т.п.

Основным их рабочим элементом является умножительный (варактор) - разновидность полупроводникового диода, который применяется как нелинейная емкость с низкими потерями. Преобразование частоты осуществляется за счет искажения формы сигнала на нелинейно зависящей от напряжения емкости и последующего выделения необходимой гармонической составляющей. Структурные схемы двух основных типов варакторных умножителей показаны на рисунках ниже:

Эти схемы включают в себя: варактор, источник входного сигнала, нагрузку и фильтры Ф1, Ф2. Последнии необходимы для фильтрации гармоник в нагрузке и источнике входного сигнала, а также для согласования источника и нагрузки. Ф1 настраивается на частоту входного сигнала (это может быть, например, ФНЧ с частотой среза немного превышающей частоту входного сигнала), а Ф2 - на частоту необходимой гармоники (это должен быть достаточно узкополосный ПФ. При таких характеристиках через варактор идет лишь две токовых гармоники.

Мощность сигнала, поступающая на УЧ, частично теряется в варакторе, Ф1 и Ф2. Небольшая доля преобразованной мощности рассеивается в компонентах схемы. Поэтому коэффициент передачи по мощности варакторных УЧ меньше единицы.

Особенность состоит в том, что частота пульсаций выходного напряжения в два раза больше частоты входного напряжения. Это свойство и лежит в принципе работы удвоителя частоты. На рисунке ниже даны две схемы простых удвоителей, базирующихсяна мостовой схеме и на двухполупериодной схеме выпрямления со средней точкой.

В роли трансформаторов на входе и выходе умножителя могут применяться обыкновенные резонансные контуры, но более лучших свойств можно достичь при использовании широкополосных симметрирующих трансформаторов.

1. Назначение, принцип действия и основные параметры

Умножители частоты в структурной схеме радиопередатчика (см. рис. 2.1) располагаются перед усилителями мощности ВЧ или СВЧ колебаний, повышая в требуемое число раз частоту сигнала возбудителя. Умножители частоты могут также входить в состав и самого возбудителя или синтезатора частот. Для входного и выходного сигнала умножителя частоты запишем:

где n - коэффициент умножения частоты в целое число раз.

Классификация умножителей частоты возможна по двум основным признакам: принципу действия, или способу реализации функции (17.1), и типу нелинейного элемента. По принципу действия умножители подразделяют на два вида: основанные на синхронизации частоты автогенератора внешним сигналом (см. разд. 10.3), в п раз меньшим по частоте (рис. 17.1,а), и с применением нелинейного элемента, искажающего входной синусоидальный сигнал, и выделением из полученного многочастотного спектра требуемой гармоники (рис. 17.1,б).

Рис. .1. Умножители частоты

По типу используемого нелинейного элемента умножители частоты второго вида подразделяют на транзисторные и диодные.

Основными параметрами умножителя частоты являются: коэффициент умножения по частоте n; выходная мощность n-й гармоники Р n , входная мощность 1-й гармоники Р 1 , коэффициент преобразования К пр =Р n /Р 1 ; коэффициент полезного действия =Р n /Р 0 (в случае транзисторного умножителя), уровень подавления побочных составляющих.

Недостаток умножителей частоты (рис. 17.1, а) первого вида состоит в сужении полосы синхронизма с увеличением номера гармоники п. У умножителей частоты второго вида уменьшается коэффициент преобразования К пр с повышением п. Поэтому обычно ограничиваются значением n = 2 или 3 и при необходимости включают последовательно несколько умножителей частоты, чередуя их с усилителями.

2. Транзисторный умножитель частоты

Схема транзисторного умножителя частоты (рис. 17.2) и методика его расчета практически ничем не отличаются от усилителя.

Необходимо только выходную цепь генератора настроить на n-ю гармонику и выбрать значение угла отсечки =120/n, соответствующее максимальному значению коэффициента  n (). При расчете выходной цепи коэффициент разложения косинусоидального импульса по 1-й гармонике  1 () следует заменить на коэффициент по n-й гармонике  n (). Контур в выходной цепи, настроенный в резонанс с n-и гармоникой сигнала, должен обладать удовлетворительными фильтрующими свойствами.

Рис. 17.2. Схема транзисторного умножителя частоты

Коэффициент умножения схемы на рис. 17.2 обычно не превышает 3–4 раз при КПД, равном 10–20%.

3. Диодные умножители частоты

Работа диодных умножителей частоты основана на использовании эффекта нелинейной емкости. В качестве последней используется барьерная емкость обратно смещенного р-n-перехода. Полупроводниковые диоды, специально разработанные для умножения частоты, называются варакторами. При =0,5 и  0 =0,5 В для нелинейной емкости варактора получим:

, (2)

где и - обратное напряжение, приложенное к p-n-переходу.

График нелинейной функции (17.2) показан на рис. 17.3.

Рис. 17.3. График нелинейной функции

Заряд, накапливаемый нелинейной емкостью, с напряжением и током связаны зависимостями:

, (3)

Две основные схемы диодных умножителей частоты с варакторами приведены на рис. 17.4.

Рис. 17.4. Диодные умножители частоты с варакторами

В схеме диодного умножителя параллельного вида (рис. 17.4, а) имеются два контура (или фильтра) последовательного типа, настроенные в резонанс соответственно с частотой входного  и выходного n сигналов. Такие контуры имеют малое сопротивление на резонансной частоте и большое - на всех остальных (рис. 17.5).

Рис. 17.5.Зависимость сопротивления контура от частоты

Поэтому первый контур, настроенный в резонанс с частотой входного сигнала о, пропускает только 1-ю гармонику тока, а второй контур, настроенный в резонанс с частотой выходного сигнала n, - только n-ю гармонику. В результате ток, протекающий через варактор, имеет вид:

Поскольку емкость варактора (17.2) есть нелинейная функция, то согласно (17.3) при токе (17.4) напряжение на варакторе отлично от синусоидальной формы и содержит гармоники.

Одна из этих гармоник, на которую настроен второй контур, проходит в нагрузку.

Таким образом, с помощью нелинейной емкости в устройстве происходит преобразование мощности сигнала с частотой  в сигнал с частотой n, т.е. умножение частоты.

Аналогичным образом работает вторая схема умножителя частоты последовательного вида (рис. 17.4, б), в которой имеется два контура (или фильтра) параллельного типа, настроенные в резонанс соответственно с частотой входного  и выходного n сигналов. Такие контуры имеют большое сопротивление на резонансной частоте и малое - на всех остальных. Поэтому напряжение на первом контуре, настроенном в резонанс с частотой входного сигнала , содержит только 1-ю гармонику, а на втором контуре, настроенном в резонанс с частотой выходного сигнала n, - только n-ю гармонику. В результате напряжение, приложенное к варактору, имеет вид:

где U 0 - постоянное напряжение смещения на варакторе.

Поскольку емкость варактора (17.2) есть нелинейная функция, то согласно (17.3) при напряжении (17.5) ток, протекающий через варактор, отличен от синусоидальной формы и содержит гармоники. Одна из этих гармоник, на которую настроен второй контур, проходит в нагрузку. Таким образом, с помощью нелинейной емкости в схеме происходит преобразование мощности сигнала с частотой  в сигнал с частотой n, т.е. умножение частоты.

Варакторные умножители частоты в ДЦВ диапазоне при n=2 и 3 имеют высокий коэффициент преобразования К пр =P n /P 1 =0,6…0,7. При больших величинах п в СВЧ диапазоне значение К пр уменьшается до 0,1 и ниже.